Sin t

1

• Materiales semiconductores (Sem01.ppt)
• La unión PN y los diodos semiconductores
  (Pn01.ppt)
• Transistores (Trans01.ppt)

ATE-UO Trans 00
2
Canal N
BJTTransistores bipolares de unión. FET
Transistores de efecto de campo. JFET
Transistores de efecto de campo de unión. MESFET
Transistores de efecto de campo de metal
semiconductor. MOSFET Transistores de efecto de
campo de metal-oxido-semiconductor.
3

• Son dispositivos (típicamente) de 3 terminales.

• Dos de los tres terminales actúan como
  terminales de entrada (control).

• Dos de los tres terminales actúan como
  terminales de salida. Un terminal es común a
  entrada y salida.

4

• La potencia consumida en la entrada es menor que
  la controlada en la salida.

• La tensión entre los terminales de entrada
  determina el comportamiento eléctrico de la
  salida.
• La salida se comporta como
• Fuente de corriente controlada (zona lineal o
  activa).
• Corto circuito (saturación).
• Circuito abierto (corte).

5
(No Transcript)
6
Transistor PNP zona P, zona N y zona
P Transistor NPN zona N, zona P y zona N

• El emisor debe estar mucho más dopado que la
  base.
• La base debe ser mucho más pequeña que la
  longitud de difusión de los mayoritarios del
  emisor.

Muy, muy importante
7
(No Transcript)
8

• Polarizamos las uniones
• Emisor-Base, directamente

• Base-Colector, inversamente

Cómo son las corrientes por los terminales de un
transistor?
Para contestar, hay que deducir cómo son las
corrientes por las uniones. Para ello, es preciso
conocer las concentraciones de los portadores.
9
Portadores en el emisor y en la unión
emisor-base (I)
Polarizamos directamente

• Partimos de pE pB(0)s.p.eVO/VT y de pE
  pB(0)e(VO-VEB)/VT

• Llegamos a ?pB(0) pB(0)-pB(0)s.p.
  (eVEB/VT-1)pB(0)s.p.

• Y como pB(0)s.p. ni2/NDB, queda
• ?pB(0)(eVEB/VT-1)ni2/NDB

10
Portadores en el emisor y en la unión
emisor-base (II)
Procediendo de igual forma con el exceso de
concentración de los electrones del final del
emisor, ?nE(0), obtenemos ?nE(0)(eVEB/VT-1)ni2/
NAE
11
Portadores en el colector y en la unión
base-colector (I)
Polarizamos inversamente
Procediendo de igual forma con el exceso de
concentración de los huecos del final de la base,
?pB(WB), obtenemos ?pB(WB) (eVCB/VT-1)ni2/NDB
En zona activa, VCBlt 0
12
Portadores en el colector y en la unión
base-colector (II)
Procediendo de igual forma con el exceso de
concentración de los electrones al comienzo del
colector, obtenemos ?nC(WB) (eVCB/VT-1)ni2/NAC
13
Portadores minoritarios a lo largo del transistor
(I)
Cómo es la concentración de los huecos en la
base?
14
Portadores minoritarios a lo largo del transistor
(II)
La solución de la ecuación de continuidad es
(ATE-UO PN136)
Como WBltltLp (base corta) se cumple que senh (a)
a y, por tanto
pB(x)pB(WB-)(pB(0)-pB(WB-))(WB-x)/WB pB(WB-)
(DpB(0)-DpB(WB-))(WB-x)/WB
El gradiente de la concentración de huecos en la
base es d(pB(x))/dx -(DpB(0)-DpB(WB-))/WB
15
Portadores minoritarios a lo largo del transistor
(III)
Ahora se pueden calcular los gradientes en los
bordes de las dos zonas de transición
16
Cálculo de los gradientes de los minoritarios en
los bordes de las zonas de transición
Base corta (dpB/dx)0 -(?pB(0)-?pB(WB-))/WB
17
Resumen de los excesos de concentración de los
minoritarios en los bordes de las zonas de
transición
?nE(0-)(eVEB/VT-1)ni2/NAE ?pB(0)(eVEB/VT-1)ni
2/NDB
?pB(WB-) (eVCB/VT-1)ni2/NDB ?nC(WB)
(eVCB/VT-1)ni2/NAC
Resumen de los valores de los gradientes de los
minoritarios en los bordes de las zonas de
transición
(dnE/dx)0- ?nE(0-)/LNE (eVEB/VT-1)ni2/(NAELN
E)
(dpB/dx)0 -(?pB(0)-?pB(WB-))/WB
-((eVEB/VT-1)-(eVCB/VT-1))ni2/(NDBWB)
(dnC/dx)WB -?nC(WB)/LNC -(eVCB/VT-1)ni2/(NA
CLNC)
18
Cálculo de las corrientes por las uniones
juEB qDNE?nE(0-)/LNE qDPB(?pB(0)-?pB(WB-)
)/WB qDNE(eVEB/VT-1)ni2/(NAELNE)
qDPB((eVEB/VT-1)-(eVCB/VT-1))ni2/(NDBWB)
(eVEB/VT-1)qni2(DNE/(NAELNE)DPB/(NDBWB))-(
eVCB/VT-1)qni2DPB/(NDBWB)
juBC qDPB(?pB(0)-?pB(WB-))/WB -
qDNC?nC(WB)/LNC qDPB((eVEB/VT-1)-(eVCB/VT
-1))ni2/(NDBWB) - qDNC(eVCB/VT-1)ni2/(NACLNC
) (eVEB/VT-1)qni2DPB/(NDBWB)-(eVCB/VT-1)q
ni2(DPB/(NDBWB)DNC/(NACLNC))
19
Cálculo de las corrientes por los terminales
IE AjuEB
IC -AjuBC
IB -IC -IE A(juBC- juEB)
IE qni2A((eVEB/VT-1)(DNE/(NAELNE)DPB/(NDBW
B))-(eVCB/VT-1)DPB/(NDBWB))
IC-qni2A((eVEB/VT-1)DPB/(NDBWB)-(eVCB/VT-1)
(DPB/(NDBWB)DNC/(NACLNC)))
IB -qni2A((eVEB/VT-1)DNE/(NAELNE)(eVCB/VT-
1)DNC/(NACLNC))
20
Cálculo de las corrientes en zona activa (I)
Muy importante! Las ecuaciones anteriores valen
para cualquier zona de trabajo del transistor
Particularizamos para la zona activa VEBgtgtVT,
VCBltlt-VT (ya que VCBlt0, çVCBçgtgtVT) Por
tanto eVEB/VT-1 eVEB/VT y eVCB/VT-1 -1
IE eVEB/VTqni2A(DNE/(NAELNE)DPB/(NDBWB))
IC - eVEB/VTqni2ADPB/(NDBWB)
IB - eVEB/VTqni2ADNE/(NAELNE)
21
Cálculo de las corrientes en zona activa (II)
IC/IE -0,998
IB/IE (-IE - IC)/IE - 0,002
Vamos a interpretar estos resultados
22
Cálculo de las corrientes en zona activa (III)

• La corriente de emisor IE se relaciona con la
  tensión emisor-base VEB como en cualquier unión
  PN polarizada directamente IE ISEeVEB/VT.

• La corriente que sale por el colector es casi
  igual a la que entra por el emisor.
• La corriente que sale por el colector no depende
  de la tensión colector-base VCB. Por tanto, el
  colector se comporta como una fuente (sumidero)
  de corriente.

Muy importante
23
Interpretación con las escalas reales
24
Corrientes por el transistor
Gradiente muy pequeño en el emisor Þ no hay casi
corriente de electrones.
Gradiente muy grande en la base Þ hay mucha
corriente de huecos.
Calculamos la corriente total de emisor.
Calculamos la corriente de huecos en el emisor.
Calculamos la corriente de electrones en la base.
Gradiente casi nulo en el colector Þ no hay casi
corriente de electrones.
25
Corrientes por el transistor
26
Definición del parámetro a directo (I)
Expresión completa de las corrientes
IE qni2A((eVEB/VT-1)(DNE/(NAELNE)DPB/(NDBW
B))-(eVCB/VT-1)DPB/(NDBWB))
IC-qni2A((eVEB/VT-1)DPB/(NDBWB)-(eVCB/VT-1)
(DPB/(NDBWB)DNC/(NACLNC)))
Salida en cortocircuito (VCB 0) IE
qni2A(eVEB/VT-1)(DNE/(NAELNE)DPB/(NDBWB)) I
C -qni2A(eVEB/VT-1)DPB/(NDBWB)
27
Definición del parámetro a directo (II)
Ya habíamos obtenido antes (para VCBlt0, ATE-UO
Trans 20)
Luego -IC aIE
Típicamente a 0,99-0,999
Muy, muy importante
28
Definición del parámetro b
Partimos de -IC aIE y IE -IB
-IC Eliminando IE queda IC IBa/(1-a) Definimos
b b a/(1-a) Luego IC bIB
Valor de b en función de la física del
transistor b DPBNAELNE /(DNENDBWB)
Típicamente b 50-200
29
Variación del parámetro b
Aunque???es muy poco variable, ? (definida como ?
?/(1-?)) es bastante sensible a las pequeñas
variaciones de ?.
Ejemplo a 0,99 b 0,99/(1-0,99) 99 a
0,999 b 0,999/(1-0,999) 999
Los fabricantes usan el término hFE en vez de b.
30
Configuraciones base común y emisor común
(gt VEB)
31
WBgtgtLP
32
(No Transcript)
33
-IB ?
0 ?
Circuito equivalente con Base ancha.
34
Cálculo de las corrientes en zona de corte
Particularizamos las ecuaciones del transistor
para la zona de corte ( ver ATE-UO Trans
18) VEBltlt-VT y VCBltlt-VT. Por tanto eVEB/VT-1
-1 y eVCB/VT-1 -1
Se obtiene
Muy importante
IE -qni2ADNE/(NAELNE)
Las tres corrientes son muy pequeñas
IC -qni2ADNC/(NACLNC)
IB qni2A(DNE/(NAELNE) DNC/(NACLNC))
35
Comparación entre las corrientes en zona activa y
en zona de corte
Como VT 26mV, eVEB/VT es muy grande en
condiciones normales de uso. Por ejemplo, si VEB
400mV, entonces eVEB/VT 4,8106
36
Comparación entre las concentraciones de
minoritarios en zona activa y corte
37
Zona Activa
Zona de Corte
-IC aIE y -IB (1-a)IE -IC -bIB y
IE -(1b)IB
IC 0, IE 0 y IB 0
38
Cortocircuito entre emisor y base
Particularizamos las ecuaciones del transistor
para la zona de corte ( ver ATE-UO Trans
18) VEB0 y VCBltlt-VT. Por tanto eVEB/VT-1
0 y eVCB/VT-1 -1
Corrientes muy pequeñas, aunque algo mayores que
las que teníamos estrictamente en corte. En
general, son despreciables.
39
Emisor en circuito abierto
La corriente de colector que circula es muy
pequeña. Es denominada corriente inversa de
saturación de la unión base-colector con el
emisor en circuito abierto, IC0.
Base en circuito abierto
La corriente de colector que circula es pequeña,
pero bastante mayor que la de casos anteriores.
Es denominada corriente inversa de saturación
emisor-colector con la base en circuito abierto,
IEC0. Es aconsejable no dejar la base al aire,
siendo mejor cortocircuitarla al emisor o
conectarla a dicho terminal a través de una
resistencia.
40
Cálculo de las corrientes en zona de saturación
Particularizamos las ecuaciones del transistor
para la zona de saturación ( ver ATE-UO Trans
18) VEBgtgtVT y VCBgtgtVT. Por tanto eVEB/VT-1
eVEB/VT y eVCB/VT-1 eVCB/VT
Se obtiene
Corrientes de emisor y de colector muy
dependientes de las tensiones emisor base y
colector base.
41
Caso habitual una impedancia en el circuito de
colector y configuración en emisor común (I)

• Partimos de un valor moderado de -IB, de forma
  que VCB -V1 - ICR VEB lt 0. Entonces estamos
  en zona activa.
• Hacemos crecer -IB, de forma que crece -IC. Llega
  un momento que VCB gt0 e incluso VCBgtgtVT.
• Si llamamos DB y DC

V1 gtVEB

• La corriente de colector será
• -IC eVEB/VTDB - e (-V1 - ICR VEB)/VT(DBDC)

42
Caso habitual Una impedancia en el circuito de
colector y configuración en emisor común (II)
Por tanto (-IC) eVEB/VT(DB - e (-V1 (-
IC)R)/VT(DBDC))
Si VEB/VT gtgt1, eVEB/VT . Entonces (-IC)R
V1 VTln(DB/(DBDC)) y, como DBgtgtDC (-IC)R
V1
El transistor se comporta como un cortocircuito
43
Comparación entre las concentraciones de
minoritarios en zona activa y saturación
44
Muy, muy importante
45
Estamos usando el emisor como si fuera un
colector y el colector como si fuera un emisor
Particularizamos las ecuaciones del transistor
para la zona de transistor inverso ( ver ATE-UO
Trans 18) VEBltlt-VT y VCBgtgtVT. Por
tanto eVEB/VT-1 -1 y eVCB/VT-1 eVCB/VT
46
Queda
Finalmente, despreciando los términos no
afectados por eVCB/VT, obtenemos
Estas ecuaciones son como las de zona activa si
hacemos los siguientes cambios VEB VCB, VCB
VEB, IE IC, IC IE, DNC/(NACLNC)
DNE/(NAELNE) y DNE/(NAELNE) DNC/(NACLNC).
47
Conclusión Existe cierta reversibilidad en el
comportamiento del emisor y del colector. La gran
diferencia es que las características físicas del
emisor, DNE/(NAELNE), y del colector,
DNC/(NACLNC), son distintas.
Definición del parámetro a inverso, aR
Para distinguir ambos parámetros a vamos a
llamar aF al directo, definido en ATE-UO Trans
25.
48
(No Transcript)
49
Definimos bF bF aF/(1-aF)
Definimos bR bR aR/(1-aR)
Valor de bF en función de la física del
transistor bFDPBNAELNE /(DNENDBWB)
Valor de bR en función de la física del
transistor bRDPBNACLNC /(DNCNDBWB)
En la realidad, estos valores suelen ser menores
por la influencia de otros fenómenos no
contemplados.
50
Principal idea buscar un circuito equivalente a
un transistor que sea válido en cualquier región
de trabajo.
Volvemos a escribir las ecuaciones del
transistor IE qni2A(DNE/(NAELNE)DPB/(NDBW
B))(eVEB/VT-1) - - qni2ADPB/(NDBWB)(eVCB/VT-
1)
IC -qni2ADPB/(NDBWB)(eVEB/VT-1)
qni2A(DPB/(NDBWB)DNC/(NACLNC))(eVCB/VT-1)
51
Por tanto IE IF - qni2ADPB/(NDBWB)(eVCB/VT
-1) siendo IF qni2A(DNE/(NAELNE)DPB/(NDBW
B))(eVEB/VT-1) y también IC IR
-qni2ADPB/(NDBWB)(eVEB/VT-1) siendo IR
qni2A(DPB/(NDBWB)DNC/(NACLNC))(eVCB/VT-1)
Por tanto, en resumen IE IF - IRaR
IC IR - IFaF IF ISE(eVEB/VT-1) IR
ISC(eVCB/VT-1)
52
Resumen IE IF - IRaR IC IR -
IFaF IF ISE(eVEB/VT-1) IR
ISC(eVCB/VT-1)
Muy, muy importante
53
De las ecuaciones anteriores se
deduce qni2ADPB/(NDBWB)(eVCB/VT-1)
ISCaR(eVCB/VT-1) qni2ADPB/(NDBWB)(eVEB/VT-1
) ISEaF (eVEB/VT-1) Por tanto ISCaR
ISEaF IS Consecuencia Sólo hacen falta tres
parámetros para definir el modelo de Ebers-Moll
de un transistor IS, aF y aR.
54
Partiendo de 0 IF - IRaR IC0 IR - IFaF IF
ISE(eVEB/VT-1) IR ISC(eVCB/VT-1)
Se obtiene IC0 ISC(eVCB/VT-1)(1-aRaF) y
como VCBltlt-VT, IC0 -ISC(1-aRaF)
-IS(1-aRaF)/aR
55
Partiendo de IE IF - IRaR IC IR - IFaF IF
ISE(eVEB/VT-1) IR ISC(eVCB/VT-1)
Se obtiene -IC -IR(1-aRaF) IEaF y como
VCBltlt-VT, queda -IC ISC(1-aRaF) IEaF
-IC0 IEaF
Muy importante
y como IB Ic IE 0, se obtiene IC
IC0(1bF) IBbF
Éstas son mejores aproximaciones que -IC aFIE
y IC bFIB
56
Partiendo del modelo de Ebers-Moll, se obtiene
IC (corte) -ISC(1-aR) -IS(1-aR)/aR
IC0(1-aR)/(1-aRaF) IC (VEB0) -ISC -IS/aR
IC0/(1-aRaF) IEC0 ISC(1-aRaF)/(1-aF)
IS(1-aRaF)/((1-aF)aR) - IC0/(1-aF)
En resumen IC (corte) IC0 IC (VEB0)
IC0(1bR) IEC0 -IC0(1bF)
ôIC (corte)ôlt ôIC0ôlt ô IC (VEB0)ôlt ôIEC0ô
57
Al aumentar la tensión Base-Colector VBC, el
ancho de la zona de transición también aumenta,
por lo que el ancho efectivo de la Base WB
disminuye. Al disminuir el ancho efectivo de la
base aumenta la corriente de emisor (ya que
aumenta el gradiente de minoritarios de la base),
y también disminuye la corriente de base (ya que
disminuyen las recombinaciones, ahora
despreciadas, de minoritarios en ella).
58

• Para una determinada tensión VEB, la corriente de
  emisor crece con la tensión inversa aplicada
  entre colector y base (efecto Early). Este
  efecto no es muy significativo.
• Cuando VEB0 y VCBltlt-VT, la corriente de emisor
  es ligeramente positiva (ver ATE-UO Trans 37). Es
  un detalle no muy importante.

59
En polarización en zona activa, se comporta como
una fuente de corriente.
Muy importante
60
Zonas de trabajo
Muy importante
61

• Para una determinada tensión VBE, la corriente de
  base decrece con la tensión inversa aplicada
  entre colector y emisor (efecto Early). Este
  efecto no es muy significativo.
• Cuando VBE0 y VCBltlt-VT, la corriente de base es
  ligeramente positiva (ver ATE-UO Trans 37). Es un
  detalle no muy importante.

62
En zona activa, se comporta como una fuente de
corriente, como ocurría en base común, pero con
un comportamiento algo menos ideal.
Muy importante
63
Zonas de trabajo
Muy, muy importante
64
-IB 0 Þ -IC 0 Þ -VCE 6V Þ Corte
-IB 100mA Þ -IC 10mA Þ -VCE 4V Þ Zona
activa
-IB 200mA Þ -IC 20mA Þ -VCE 2V Þ Zona
activa
-IB 300mA Þ -IC 30mA Þ -VCE 0,4V Þ
Saturación
-IB 400mA Þ -IC 30mA Þ -VCE 0,4V Þ
Saturación
65
Esta representación justifica en término
saturación.
Determinación del estado en zona activa o en
saturación en circuitos Zona Activa IC IB?F
Saturación IC lt IB?F
66
Curvas de salida
Curvas de entrada
Unión PN ideal
Circuito equivalente
Muy importante
67
-IB 0 Þ -IC 0 Þ -VCE 6V Þ Corte
-IB 200mA Þ -IC 20mA Þ -VCE 2V Þ Z.
activa
-IB 300mA Þ -IC 30mA Þ -VCE 0V Þ
Saturación
-IB 400mA Þ -IC 30mA Þ -VCE 0V Þ
Saturación
68
Zona activa

• Como VCB lt 0, el diodo CB no puede conducir.

• Por tanto
• IC bIB

-bIB
Muy importante
69
Corte

• Como IB 0, la fuente de corriente no conduce
  corriente.

• Como VCB lt 0, el diodo CB no puede conducir.

• Por tanto
• IC 0

Muy importante
70
Saturación

• Como b(-IB) gtV2/R2, el diodo CB conduce.

• Por tanto
• VCB 0, -IC V2/R2

Muy importante
71

• Todo lo dicho para transistores PNP se aplica a
  los NPN sin más que
• Mantener todos los tipos de polarización (directa
  o inversa).
• Cambiar los sentidos de todas las fuentes de
  tensión que hemos dibujado. Por convenio
  mantendremos los sentidos en los que medimos las
  tensiones.
• Cambiar los sentidos de todas las circulaciones
  reales de corriente. Por convenio mantendremos
  los sentidos en los que medimos las corrientes.

VCB gt 0 IC a(-IE) IC bIB
VCB lt 0 -IC aIE IC bIB
72
VCB gt 0 IC a(-IE) IC bIB
Muy, muy importante
73
Todas las magnitudes importantes son positivas
74
(No Transcript)
75
(No Transcript)
76
(No Transcript)
77
(No Transcript)
78

• Como en el caso de las uniones PN en general, se
  caracterizan como
• Capacidades parásitas (aplicaciones lineales)
• Tiempos de conmutación (en conmutación)

El tiempo más largo es el de retraso por el
almacenamiento de portadores minoritarios en la
base, tS.
79
Cómo disminuir el de retraso por el
almacenamiento de portadores minoritarios en la
base, tS?
a) No dejando que el transistor se sature muy
intensamente (que quede en el límite zona
activa-saturación). b) Extrayendo los
minoritarios de la base polarizando inversamente
la unión base emisor.
(desde en punto de vista de la rapidez).
80
Circuitos de antisaturación El transistor se
queda en el límite entre saturación y zona activa.
81
(No Transcript)
82
Un fototransistor es un transistor en el que la
incidencia de luz sobre la zona de la base
influye mucho en la corriente de colector. La luz
juega un papel semejante al de la corriente de
base.
IC/ILED 1-0,2
Muy importante
83
Canal
Drenador (D)
Fuente (S)
Puerta (G)
84
(No Transcript)
85
Según aumenta la tensión drenador-fuente, aumenta
la resistencia del canal, ya que aumenta la zona
de transición, que es una zona de pocos
portadores.
86
(No Transcript)
87
Si se aumenta más la tensión drenador-fuente, la
zona de transición llega a dejar una parte del
canal con muy pocos portadores. La corriente de
drenador no cesa (si cesara no se formaría el
perfil de zona de transición que provoca esta
situación). La tensión VDS a la que se produce la
contracción total del canal recibe el nombre de
tensión de contracción (pinch-off), VPO.
88
Si se aumenta la tensión drenador-fuente por
encima de VPO, va aumentando la parte del canal
que ha quedado con muy pocos portadores, LZTC
(longitud de la zona de transición en el canal).
Sin embargo, el aumento de LZTC al aumentar VDS
es pequeño comparado con la longitud del canal,
LC.
89
Si LZTC ltlt LC (hipótesis de canal largo) y
admitimos que el perfil de portadores en la parte
no contraída del canal no ha cambiado, tenemos
que admitir que la tensión en dicha parte es VPO.
Luego la corriente que circula es la necesaria
para dar la misma caída de tensión sobre el mismo
perfil de canal Þ misma corriente que cuando
aplicábamos VPO Þ corriente constante por el
canal cuando VDSgtVPO.
90
(No Transcript)
91

• Con VGS0, la contracción ocurre cuando VDS
  VDSPO VPO.

• El canal es siempre más estrecho, al estar
  polarizado más inversamente Þ mayor resistencia

• La contracción se produce cuando
• VDSVDSPOVPO VGS

Es decir VDSPO UA VPO - UB
Cuando VGS lt 0, la corriente que circula es menor
y la contracción se produce a una VDS menor.
92

• Curvas de entrada
• No tienen interés (unión polarizada inversamente)

Contracción producida cuando VDSPOVPO VGS
Muy importante
93
Cortocircuitamos el drenador y la fuente y
aplicamos tensión entre puerta y fuente.
Cuando la tensión VGS alcanza un valor negativo
suficientemente grande, la zona de transición
invade totalmente el canal. Este valor es el de
contracción del canal, VPO.
-VPO
UB1lt
94
gt -2,5V
VGS 0V
gt -0,5V
gt -1V
gt -1,5V
gt -2V
Muy importante
95
Muy importante
96
Muy importante

• En ambos casos, las tensiones de entrada (VBE y
  VGS) determinan las corrientes de salida (IC e
  ID).

• En zona de comportamiento como fuente de
  corriente, es útil relacionar corrientes de
  salida y entrada (transistor bipolar) o corriente
  de salida con tensión de entrada (JFET).

• La potencia que la fuente V1 tiene que
  suministrar es mucho más pequeña en el caso del
  JFET (la corriente es casi cero, al estar
  polarizada inversamente la unión puerta-canal).

97
Muy importante

• El JFET es más rápido al ser un dispositivo
  unipolar (conducción no determinada por la
  concentración de minoritarios).
• El JFET puede usarse como resistencia controlada
  por tensión, ya que tiene una zona de trabajo con
  característica resistiva.
• Para conseguir un comportamiento tipo
  cortocircuito hay que colocar muchas celdas en
  paralelo.

98
Uso de un JFET de canal P
Hay que invertir los sentidos reales de tensiones
y corrientes para operar en los mismas zonas de
trabajo.
99
GaAs aislante
100
Estructura
Nombre
Símbolo
101
V2 gt V1
102
Cuando la concentración de los electrones en la
capa formada es igual a la concentración de los
huecos de la zona del substrato alejada de la
puerta, diremos que empieza la inversión. Se ha
creado artificialmente una zona N tan dopada como
la zona P del substrato. La tensión a la que esto
ocurre es llamada tensión umbral (threshold
voltage), VTH.
103

• Conectamos la fuente al substrato.

• Conectamos una fuente de tensión entre los
  terminales fuente y drenador.

Cómo es la corriente de drenador?
104

• Existe un canal entre drenador y fuente
  constituido por la capa de inversión que se ha
  formado.
• Con tensiones VDS pequeñas (ltltVGS), el canal es
  uniforme.

• El canal se empieza a contraer según aumenta la
  tensión VDS.
• La situación es semejante a la que se da en un
  JFET.

105

• El canal formado se contrae totalmente cuando VDS
  VDSPO.

• Cuando VDS gt VDSPO, el MOSFET se comporta como
  una fuente de corriente (como en el caso de los
  JFET).

106
Si VGS 0, la corriente de drenador es
prácticamente nula. En general, si VGS ltVTH, no
hay casi canal formado y, por tanto, no hay casi
corriente de drenador.
107
Curvas características de un MOSFET de
enriquecimiento de canal N

• Curvas de entrada
• No tienen interés (puerta aislada del canal)

Muy importante
ATE-UO Trans 106
108
lt 4,5V
VGS 0V
lt 2,5V
lt 3V
lt 3,5V
lt 4V
Muy importante
109
Ecuaciones no demostradas IDPO (VGS -
VTH)2ZmnCox/2LC VTH 2fF
(ersxox/erox)(4qNAfF/(erse0))1/2
Z longitud en el eje perpendicular a la
representación. Cox Capacidad del óxido por
unidad de área de la puerta. ers, erox y e0
permitividades relativas del semiconductor y del
óxido y permitividad absoluta. xox grosor del
óxido debajo de la puerta. fF VTln(NA/ni)
110

• Existe canal sin necesidad de aplicar tensión a
  la puerta. Se podrá establecer circulación de
  corriente entre drenador y fuente sin necesidad
  de colocar tensión positiva en la puerta.

• Modo ACUMULACIÓN
• Al colocar tensión positiva en la puerta con
  relación al canal, se refuerza el canal con más
  electrones procedentes del substrato. El canal
  podrá conducir más.

111

• Operación en modo DEPLEXIÓN
• Se debilita el canal al colocar tensión negativa
  en la puerta con relación al substrato. El canal
  podrá conducir menos corriente.

112

• Cuando se aplica tensión entre drenador y fuente
  se empieza a contraer el canal, como ocurre en
  los otros tipos de FET ya estudiados. Esto ocurre
  en ambos modos de operación.

113
Muy importante
114
(No Transcript)
115
Hay que invertir los sentidos reales de tensiones
y corrientes para operar en los mismas zonas de
trabajo.
116

• La potencia que la fuente V1 tiene que
  suministrar estáticamente en un MOSFET es cero.
  Por tanto, la corriente IG es más pequeña aún que
  en el caso del JFET (que es casi cero, al estar
  polarizada inversamente la unión puerta-canal).

• La tensiones V1 y V2 comparten terminales del
  mismo signo en el caso del MOSFET. Esto facilita
  el control.

Muy importante
117

• El terminal puerta al aire es muy sensible a los
  ruidos.

• El óxido se puede llegar a perforar por la
  electricidad estática de los dedos. A veces se
  integran diodos zener de protección.

• Existe un diodo parásito entre fuente y drenador
  en los MOSFET de enriquecimiento.